Представлен перевод статьи по операционным усилителям “Photodiode Monitoring with Op Amps”, автор которой - ведущий специалист фирмы Burr-Brown (Texas Instruments).
Одна из основных областей применения операционных усилителей с полевыми транзисторами с p-n -переходом на входах (FET input) это усиление сигналов фотодатчиков, главным образом фотодиодов. Существует множество предназначенных для этого разнообразных схем усилителей. Выбрать нужную схему можно в соответствии с требуемыми параметрами: линейностью, постоянным смещением, шумами и полосой пропускания. Эти же факторы влияют и на выбор конкретной модели операционного усилителя из множества новых устройств с малыми входными токами, малым шумом и высоким быстродействием.
Фотодатчики это мост между измеряемой физической величиной светом и электроникой. При наблюдениях за различными физическими процессами свет играет второстепенную роль по сравнению с температурой и давлением до тех пор, пока не понадобятся дистанционные измерения без непосредственного контакта с исследуемым объектом. Тогда требуется связь между световыми сигналами в компьютерном томографе, астронавигационном оборудовании или электронном микроскопе и системой обработки сигналов. Фотодиоды это недорогая основа для такой связи. Они позволяют создавать массивы из более чем 1000 фотодатчиков. Основная задача точное преобразование выходного сигнала фотодиода в линейно зависящий от него сигнал. И, как всегда, возникает противоречие между скоростью и разрешением, а шум представляет собой основной ограничивающий фактор. В центре этого противоречия находится кажущийся простым преобразователь тока в напряжение. Но он имеет ограничения по многим факторам, и, как следствие, появляются альтернативные конфигурации с оптимизацией различных параметров.
Существуют два способа получения сигнала от фотодиода: измерение напряжения и измерение тока. Для измерения напряжения схема должна иметь высокий импеданс, чтобы ток, протекающий через ее вход, был минимальным. Это условие обеспечено в схеме, показанной на рис. 1а. Здесь фотодиод включен последовательно с входом операционного усилителя, через который в идеале ток не течет. Цепь обратной связи, состоящая из резисторов R 1 иR 2 , задает усиление напряжения на фотодиоде так же, как если бы оно было приложено к входу усилителя. Очевидно, что измерение напряжения будет нелинейным. Отношение выходного напряжения к входной световой энергии будет логарифмическим, так как чувствительность фотодиода изменяется в зависимости от приложенного к нему прямого напряжения.
Рис. 1. Выходным сигналом фотодиода может быть: а) напряжение; б) ток
Постоянная чувствительность при постоянном приложенном напряжении позволяет сделать вывод о том, что для получения линейной зависимости выходного сигнала от световой энергии надо использовать измерение тока. Измеритель этого тока должен иметь нулевой входной импеданс, чтобы падение напряжения на диоде также было нулевым. Нулевой импеданс обеспечивает операционный усилитель, так как благодаря большому усилению его обратная связь устанавливает нулевую разность напряжений между входами. Это является ключевым моментом базовой схемы преобразователя тока в напряжение, показанной на рис. 1б. Она обеспечивает входное сопротивление, равное R 1 /A, где A это коэффициент усиления операционного усилителя с разомкнутой петлей обратной связи. Несмотря на то, что сопротивление R 1 обычно очень велико, результирующее входное сопротивление остается пренебрежимо малым по сравнению с выходным сопротивлением фотодиодов.
Ток диода практически не течет через вход операционного усилителя, целиком направляясь в резистор обратной связи R 1 . Для получения этого эффекта операционный усилитель устанавливает на своем выходе напряжение, равное произведению тока фотодиода на сопротивление R 1 . Для получения как можно большего коэффициента преобразования тока в напряжение сопротивление R 1 делают настолько большим, насколько позволяют существующие ограничения. При большом значении сопротивления этот резистор начинает давать значительный температурный дрейф напряжения из-за температурного коэффициента входног о тока усилителя. Чтобы компенсировать эту ошибку, обычно к неинвертирующему входу усилителя подключают резистор R 2 с таким же сопротивлением, как у R 1 , как показано на рис. 1, и добавляют емкостную развязку для устранения большей части его шума. Оставшаяся ошибка по постоянному току определяется разностью входных токов усилителя и разбросом сопротивлений двух резисторов. Недостатком такого способа коррекции ошибки является падение напряжения, которое создается на диоде, и возникающий в результате него ток утечки диода. Эта утечка может свести на нет коррекцию, полученную от R 2 , так как для получения высокой чувствительности фотодиоды обычно имеют большой размер области p-n -перехода. Ток утечки пропорционален этому размеру и может оказаться даже больше, чем входные токи операционного усилителя.
Сопротивление резистора обратной связи в преобразователе тока в напряжение почти полностью определяет шум и полосу пропускания, а также усиление. Шум, вносимый непосредственно резистором, имеет спектральную плотность и появляется прямо на выходе преобразователя тока в напряжение без усиления. При росте величины сопротивления не только увеличивается выходной шум пропорционально квадратному корню, но и прямо пропорционально увеличивается выходной сигнал. Таким образом, соотношение сигнал/шум увеличивается пропорционально квадратному корню из сопротивления.
Шум операционного усилителя также влияет на выходной шум, неожиданным образом действуя через большое сопротивление обратной связи и емкость диода. Источники шума в усилителе представлены на рис. 2 как входной шумовой ток I n и входное шумовое напряжение e n . Этот шумовой ток протекает через резистор обратной связи, усиливаясь так же, как и ток сигнала. Он представляет собой входной ток смещения I B и имеет спектральную плотность . Если выбрать операционный усилитель с входным током порядка пикоампер, то эта составляющая шума будет пренебрежимо мала для практически используемых значений сопротивления обратной связи.
Рис. 2.
Влияние емкости диода на работу цепи обратной связи в базовой схеме преобразователя тока в напряжение
(шум операционного усилителя усиливается больше и в более широкой полосе, чем сигнал)
Относительное влияние основных источников шума в преобразователе тока в напряжение можно видеть на рис. 3. По мере увеличения сопротивления обратной связи в этом преобразователе в общем шуме сначала доминирует вклад шумового напряжения операционного усилителя, затем вклад резистора обратной связи и, наконец, происходит максимальное усиление на высоких частотах. На рис. 3 показан выходной шум для базовой схемы преобразователя тока в напряжение (рис. 1б), включая влияние шумового усиления, представленное на рис. 2б. Показан общий выходной шум для трех случаев как функция сопротивления обратной связи, и в каждом из них приведена среднеквадратическая сумма составляющих от сопротивления обратной связи и от операционного усилителя. Представлены три операционных усилителя с полевыми транзисторами с p-n переходом на входах. Эти усилители имеют разные параметры, которые перекрывают различные спектры применений фотодиодов при малых шумах и входных токах и широкой полосе пропускания. Все три типа имеют малые шумы и малые входные токи. OPA111 имеет наименьшие шумы среди усилителей такого класса, 6 нВ/√Гц, а OPA128 обладает наименьшим входным током, который равен 0,075 пА. OPA404 обеспечивает полосу пропускания 6,4 МГц при остальных параметрах, соответствующих этому классу. Шум операционного усилителя находится путем интегрирования спектральной плотности шума усилителя с учетом частотной характеристики шумового усиления . Также штриховой линией показан шум резистора для OPA111 и OPA2111. Эта кривая шума резистора отличается для других типов усилителей, так как каждый операционный усилитель имеет свой спад полосы пропускания для шума резистора.
Рис. 3. Влияние основных источников шума в преобразователе тока в напряжение
Сравнение кривых показывает, что OPA111/ OPA2111 дают меньше шума в двух диапазонах. В то же время OPA128 дает меньше шума в среднем диапазоне. Это происходит благодаря меньшей полосе пропускания усилителя. А описанная далее техника сокращения полосы пропускания устраняет разницу с OPA111. Преимущество OPA128 это очень небольшая ошибка на постоянном токе вследствие его входного тока 0,075 пА, что составляет 1/20 от входного тока его малошумящего конкурента. Третий операционный усилитель, OPA404, дает наибольший общий выходной шум, но это в значительной степени является следствием широкой полосы пропускания. Из-за полосы 6,4 МГц усиливаются шумы в большем диапазоне частот. В то время как кривая шума этого усилителя выше, чем у OPA128, OPA404, как ни странно, имеет меньшую спектральную плотность шума, но его полоса пропускания в шесть раз больше. Эта полоса 6,4 МГц может использоваться для усиления сигналов при сопротивлении обратной связи до 50 кОм, и усилитель будет иметь наилучшую полосу для сопротивлений до 150 кОм. OPA404 это счетверенный усилитель. Из соображений экономии его целесообразно использовать и при больших сопротивлениях, в сочетании с сокращением полосы пропускания для снижения выходного шума.
Только пятимерный график может отобразить одновременно выходной шум, сопротивление, ошибку по постоянному току, размер фотодиода и полосу пропускания, то есть те параметры, которые потребуются для расчета преобразователя тока в напряжение. Требования каждого специфического применения рассматриваются отдельно с учетом этих факторов. Чтобы избежать оптимизации конкретного проекта только для одного фактора, например, усиления, на каждом этапе разработки необходимо учитывать различные эффекты от увеличения сопротивления обратной связи. Такие варианты, как использование большого фотодиода, должны рассматриваться с учетом его емкости и ее влияния на выходной шум и общую чувствительность схемы.
Рис. 4. а) Т-образная конденсаторная схема; б) развязка одним элементом в Т-образной резистивной цепи обратной связи
Другая возможность добавления емкости существует при использовании Т-образной резисторной цепи в обратной схеме, которой обычно заменяют резисторы с очень большим сопротивлением. Последний заменен на рис. 4б элементами с более приемлемыми номиналами, но при этом увеличился низкочастотный шум. Эта конфигурация похожа на Т-образную конденсаторную цепь. Здесь R 2 и R 3 ослабляют сигнал на R 1 , поэтому последний со стороны входного узла представляется как резистор с гораздо бóльшим сопротивлением. Здесь не существует удобной возможности компенсации постоянного смещения из-за входных токов. Поэтому на неинвертирующем входе необходим резистор с очень большим сопротивлением.
Одним из положительных свойств ослабляющей цепи обратной связи является возможность использовать конденсаторы приемлемых номиналов. Установка конденсатора параллельно R 2 устраняет ослабление на высоких частотах, сводя сопротивление цепи обратной связи к R 1 . Эта операция отличается от настоящего шунтирования резистора обратной связи конденсатором, так как здесь импеданс обратной связи выравнивается на некотором уровне, а не спадает с увеличением частоты, но значительное уменьшение эквивалентного сопротивления можно использовать при необходимости. Другое преимущество Т-образной резисторной схемы более точная компенсация ошибки по постоянному току.
Уменьшение высокочастотных шумов при шунтировании Т-образной схемы сопровождается их увеличением на низких частотах. Ниже частоты, на которой начинает работать шунтирование, шумовое усиление увеличивается из-за ослабления сигнала обратной связи в Т-образной цепи. Поэтому усиливаются шумы и напряжение смещения операционного усилителя, так же, как и шум резистора R 1 , с коэффициентом 1+R 2 /R 3 . Бороться с этим можно при помощи резисторов с небольшим сопротивлением, так, чтобы этот эффект увеличивался только пропорционально квадратному корню из нового шумового усиления. Наиболее важно, однако, удалить усиление на высоких частотах с помощью шунтирующего конденсатора, поскольку это устраняет бóльшую часть шумов из полученной шумовой полосы. При отсутствии других способов устранения высоких частот, зашунтированный резистор в Т-образной цепи обеспечивает наименьший общий выходной шум для широкого диапазона сопротивлений обратной связи.
Добавление емкости в обратную связь это эффективный способ уменьшения шумового усиления, но оно так же эффективно уменьшает полосу пропускания сигнала. Эта полоса и так невелика из-за большого сопротивления обратной связи, и в результате может получиться полоса пропускания не больше одного килогерца. Желательно решить проблему шумов, ограничив полосу усилителя именно в точке неизбежного ограничения полосы сигнала. Тогда высокочастотное усиление, которое усиливает только шумы, будет удалено. Операционные усилители с возможностью внешней компенсации фазы позволяют сделать это, но среди них не встречаются усилители с достаточно малыми входными токами и напряжениями шумов, пригодные для работы с фотодиодами.
Чтобы получить нужное ограничение полосы с подходящими операционными усилителями, в составном усилителе используются два операционных усилителя, один из которых снабжен цепью управления фазовой компенсацией, как показано на рис. 5а. Обратите внимание на перестановку инвертирующего и неинвертирующего входов усилителя А 1 . Это необходимо для сохранения одиночной инверсии фазы в двух последовательно включенных усилителях. Для управления полосой пропускания в составной схеме к усилителю А 2 добавляется внутренняя обратная связь. На постоянном токе эта обратная связь блокируется С 1 , и общее усиление с разомкнутой обратной связью будет равно произведению этих усилений для каждого усилителя, или, в данном случае, 225 дБ. Спад частотной характеристики этого усиления происходит под действием полюса в усилении усилителя А 1 с разомкнутой связью и отклика интегратора, задаваемого для усилителя А 1 элементами С 1 и R 3 . Так как этот спад вызван действием двух полюсов, он должен быть ограничен перед пересечением кривой шумового усиления, чтобы обеспечить устойчивость. Ноль добавляется включением R 4 . Выше частоты этого нуля вследствие влияния R 4 прекращается интегрирование, и передаточная функция А 2 становится равной коэффициенту усиления инвертирующего усилителя R 4 /R 3 . В результате спад усиления становится больше, чем у одиночного усилителя на высоких частотах. В графическом отображении полоса шумового усиления на рис. 5б заметно сузилась, как если бы сократилась полоса пропускания операционного усилителя.
Рис. 5. а) Уменьшение шумов в схеме составного усилителя; б) сокращение полосы шумов без уменьшения полосы сигнала
Сокращение полосы шумов показано на рис. 5б затененной областью. Визуально оно не выглядит существенным, но это из-за логарифмического масштаба. В действительности уменьшение шумов получается весьма значительное, потому что на этом верхнем частотном участке логарифмического графика представлена бóльшая часть полосы пропускания усилителя. Перемещение точки единичного усиления шумов с 2 МГц до 200 кГц снижает выходной шум А 1 примерно в три раза. Чтобы получить тот же результат при помощи шунтирования обратной связи, придется уменьшить полосу пропускания сигнала в 10 раз. При подхо де, показанном на рис. 5а, эта полоса не изменяется. Усилитель А 2 не добавляет ни шумов, ни постоянного смещения, так как он включен после усилителя с большим усилением А 2 . При использовании операционного усилителя OPA111 с исключительно малым входным шумом эта схема улучшает подавление шумов до фундаментального ограничения, накладываемого резистором обратной связи. Это условие сохраняется для всех практически применяемых значений большого сопротивления обратной связи. В качестве второго усилителя выбран широкополосный OPA404, ослабляющее действие которого простирается далеко за пределы полосы единичного усиления A 1 . Это предотвращает появление второго пика усиления, который может вызвать генерацию. Сигнальная полоса преобразования тока в напряжение при этом совершенно не затрагивается, так как на R 1 ничто не повлияло.
Показанная на рис. 5 технология обычно используется при низких уровнях сигнала, когда система особенно чувствительна к шумам. При большом значении сигнала становится важным ограничение скорости нарастания сигнала, но при использовании второго усилителя также можно добиться значительного улучшения ситуации. Ограничение скорости нарастания вызвано ограничением максимального выходного напряжения А 1 и его ослаблением в А 2 . Если максимальный размах напряжения на выходе А1 составляет 12 В и усиление А 2 равно 1/10, как показано на рис. 5, то итоговое выходное напряжение ограничено размахом 1,2 В. Для малых сигналов это будет приемлемо, так максимальные практически используемые значения сопротивления обратной связи сами по себе ограничивают выходной размах.
Высокоуровневые сигналы не столь чувствительны к шуму и лучше переносят более прямой подход к фильтрации. Активный фильтр после обычного преобразователя тока в напряжение также устраняет высокочастотный шум. Установка полюса фильтра на границе полосы сигнала приводит к тому, что полоса пропускания системы практически не простирается дальше полосы полезной информации. Такой фильтр не включается в контур обратной связи преобразователя, поэтому входной шум и смещение второго усилителя добавляются к сигналу.
Продолжение цикла статей об операционных усилителях. Требования к полосе пропускания являются неотъемлемой частью обсуждения преобразователя тока в напряжение по двум причинам. Общий выходной шум увеличивается пропорционально квадратному корню из полосы пропускания системы просто потому, что охватывается более широкий спектр шумов. Появляется конфликт между оптимальным соотношением сигнал/шум и полосой сигнала.
Последнее ограничение, влияющее на измерение таких величин, емкостная связь через воздух вокруг корпуса резистора всегда остается. Расширение полосы за пределы, обусловленные такими ограничениями, требует уменьшения сопротивления обратной связи и, следовательно, меньшего усиления преобразователя. Некоторые возможности для восстановления усиления показаны на рис. 6а. После преобразователя тока в напряжение просто добавляется второй усилитель, который доводит итоговый выходной трансимпеданс до величины R T = A V R 1 . Таким образом, большое сопротивление уменьшается во столько раз, во сколько раз усиливает усилитель, и во столько же раз увеличивается полоса пропускания.
Рис. 6.
а) Добавление усиления напряжения для увеличения полосы при сохранении общего трансимпеданса;
б) графики зависимости полосы пропускания и входного шума (полоса пропускания увеличивается быстрее, чем шум)
ris" align="center">
Рис. 7.
Одновременное преобразование тока в напряжение и усиление по напряжению
на одном операционном усилителе: a) влияние нежелательного напряжения на диоде;
б) устранение влияния при помощи подключения диода между входами операционного усилителя
Итоговый выходной шум от резистора в базовой схеме увеличивается пропорционально квадратному корню из усиления напряжения. Здесь добавляется небольшая составляющая, возникающая из-за того, что удален операционный усилитель как нормальный источник повышения усиления. Однако новый источник включен на рис. 7б, снова из-за емкости диода, как показано на рис. 8а. Напряжение шума усилителя, e n , действует непосредственно через емкость, порождая шумовой ток, который течет через R 2 . Цепь емкостной обратной связи, состоящая из C D и C ICM , создает шумовое усиление, максимум которого равен 1 + C D / C ICM и которое существует дополнительно к нормальному шумовому усилению неинвертирующего усилителя.
Рис. 8.
а) Схема с емкостью фотодиода, добавляющего положительную обратную связь к схеме на рис. 7б;
б) график усиления
Влияние на частотную характеристику изображено на рис. 8б, и оно также вызывает подъем шумового усиления на высоких частотах. Это происходит на более высоких частотах, чем в базовой схеме преобразователя тока в напряжение, потому что применяется меньшее сопротивление, и этот подъем быстрее прекращается из-за спада частотной характеристики операционного усилителя. Для диода с малой емкостью, использованного в обоих примерах схем, он теперь охватывает небольшую область на графике, что, соответственно, уменьшает влияние шума. Для больших диодов, тем не менее, этот эффект тоже присутствует, как показано штриховой линией для емкости около 200 пФ. Часть спектра, охватываемая подъемом, не находится на верхнем краю полосы пропускания усилителя, как это было в базовой схеме. Следовательно, шум операционного усилителя не стал основным источником.
Так как уменьшение шумов, возникающих в схеме, имеет пределы, необходимо рассмотреть и внешние источники шумов. Преобразователь тока в напряжение с его очень высоким сопротивлением крайне чувствителен к помехам от электростатических, магнитных и радиочастотных источников. Эти источники требуют внимания при экранировании, заземлении и физическом расположении компонентов (3), иначе их вклад в шум устройства будет доминировать. В любом случае, физическое отделение источников шума от чувствительных схем это важнейший шаг, но необходимы и другие меры.
Так как электростатическая связь наиболее часто возникает на частоте питающей сети и тогда одинакова для всех точек схемы, она является естественным «кандидатом» на устранение при помощи подавления синфазного сигнала в операционном усилителе. На этой частоте коэффициент ослабления синфазного сигнала (КОСС, CMR) очень велик, но в обычной схеме преобразователя тока в напряжение он не используется. Это следствие несимметричной конфигурации входа вместо дифференциальной, но последнюю вполне можно применять для улучшения подавления шумов, а также уменьшения ошибки по постоянному току. КОСС операционного усилителя не полностью заменяет экранирование, так как электростатическая связь не идеально синфазна относительно входов усилителя. Он необходим как вторая защита, ослабляющая способность которой наиболее полезна для удаления остатков электростатической связи, проходящих через неидеальный экран.
Усилитель с дифференциальным входом на операционном усилителе очень хорошо подходит для сигнала фотодиода. Так как фотодиод генерирует токовый сигнал, он доступен на обоих выводах этого датчика и может подключаться к обоим входам усилителя, как показано на рис. 9а. Здесь ток диода больше не возвращается по «земле», а подается на неинвертирующий вход усилителя. Тем самым создается второе напряжение сигнала, которое удваивает усиление схемы, когда R 1 = R 2 для компенсации. Для данного значения усиления сопротивления резисторов должны составлять только половину от нормального для аналогичного уменьшения ошибки от входных токов усилителя. Здесь также отсутствует постоянное напряжение на фотодиоде, так как он включен между входами операционного усилителя. А так как напряжение между входами практически равно нулю, то отсутствует и ток утечки фотодиода.
Рис. 9.
Использование коэффициента ослабления синфазного сигнала операционного усилителя:
а) подача сигнала на дифференциальный вход; б) ослабление электростатической связи
Для большинства случаев электростатической связи с силовыми проводами на частоте питающей сети описанное емкостное шунтирование дает лишь незначительный эффект. Для лучшего подавления высоких частот надо или добавить конденсатор параллельно R 1 , чтобы восстановить согласование импедансов, или же обеспечить постоянный сигнал на синфазной входной емкости. Последний вариант предлагает более точное решение и освобождает от ограничения полосы пропускания, вызванного CICM, так же, как при использовании второго дифференциального подключения. Как показано на рис. 10, фотодиод подключается между входами двух преобразователей тока в напряжение, выходы которых соединены с входами дифференциального усилителя INA105. Ток фотодиода снова течет через два одинаковых сопротивления, на которые действует одинаковая электростатическая шумовая связь. Ток диода создает дифференциальный сигнал на сопротивлениях, а шумовая связь генерирует синфазный сигнал. При прохождении через INA105 эти сигналы разделяются: сигнал диода проходит на выход, а шумовой сигнал подавляется.
Рис. 10.
Усилитель с дифференциальными входами, имеющий широкую полосу КОСС и усиления
(входные синфазные емкости усилителей соединены с виртуальной «землей»)
Неинвертирующие входы обоих преобразователей тока в напряжение заземлены, поэтому на обоих выводах диода устанавливается нулевое напряжение. Кроме того, в такой схеме исключается появление сигнала на синфазных входных емкостях, поэтому увеличивается полоса усиления сигнала и подавления электростатических помех. Обратите внимание на то, что неинвертирующие входы не подключаются через высокое сопротивление для коррекции ошибок от входного тока. Это не нужно, так как А 1 и А 2 формируют согласованные напряжения на своих выходах. Эти напряжения являются синфазным входным сигналом для INA105, и поэтому они подавляются.
Другая функция, которую может выполнять дифференциальная схема на рис. 10, это дифференциальное измерение сигналов от двух фотодиодов. Вместо D 1 к входу каждого преобразователя тока в напряжение подключается по отдельному диоду. Эти диоды показаны на рис. 10 штриховыми линиями. Их токи порождают независимые напряжения на выходах A 1 и А 2 , после чего они проходят через дифференциальный усилитель для устранения синфазной составляющей. Оставшееся выходное напряжение пропорционально разности между двумя входными фототоками как мера относительной освещенности. Такой сигнал используется в датчиках положения или слежения за оптической дорожкой в качестве сигнала обратной связи.
Может оказаться, что магнитную шумовую связь труднее устранить, чем электростатическую, но ее влияние также уменьшается при использовании дифференциальных входов. В этом случае возникает связь через взаимную индуктивность, поэтому основной задачей является минимизация размеров петель проводников вместе с экранированием и максимальным разделением источника и приемника помех. Ее влияние не устраняется электростатическим экраном, поэтому первым шагом должно быть подавление помех непосредственно на их источнике. Силовые трансформаторы, которые невозможно удалить на достаточное расстояние, должны иметь экранирование, чтобы бóльшая часть их магнитных полей оставалась внутри трансформатора. Оставшиеся магнитные связи воздействуют через физическую и схемотехническую конфигурации. Резисторы с большим сопротивлением, используемые в трансимпедансных усилителях, чувствительны к этому воздействию, и соединения между этими резисторами и высокоимпедансными входами операционных усилителей должны быть как можно короче. Оставшиеся помехи делаются синфазными за счет согласования формы и размеров проводников, чтобы операционный усилитель мог их подавить. На рис. 9, 10 большое сопротивление разделено между двумя одинаковыми элементами, которые физически монтируются с одинаковой ориентацией и на одинаковом расстоянии относительно источника магнитных помех. Помехи, наведенные на два резистора, в этом случае создают одинаковые сигналы, которые подавляются на выходе усилителя.
Третья разновидность помех радиочастотные хуже ослабляются усилителями, поэтому основные способы борьбы с ними это экранирование и фильтрация. Источники радиочастотных помех могут оказаться поблизости от схемы с фотодиодом, например, это могут быть цифровые схемы, которые наиболее часто присутствуют в системе. На высоких частотах операционные усилители имеют небольшое усиление и слабое подавление синфазных сигналов, и поэтому они не могут подавлять радиочастотные сигналы. Из-за этих ограничений операционных усилителей и ограничения полосы в основной схеме преобразователя тока в напряжение исследуемые сигналы не могут находиться в радиочастотном диапазоне. Для удаления нежелательных сигналов можно использовать фильтрацию, если ее удастся применить на входе усилителя. Фильтрация после усилителя менее эффективна, так как операционный усилитель может работать подобно радиочастотному детектору, отделяющему более низкие частоты от несущей. Дальнейшее уменьшение этих видов шумов можно получить при помощи радиочастотных экранов и «земляных» слоев на печатной плате.
Введение
Передаточная функция трансимпедансного операционного усилителя (ТИОУ) представляет собой зависимость выходного напряжения от входного тока и имеет размерность сопротивления. К ТИОУ относятся ОУ с токовой обратной связью. Когда к входу ОУ с обратной связью по напряжению подключен источник тока, например фотодиод (в обратную связь в этом случае включает резистор с большим сопротивлением), ОУ также можно считать ТИОУ. Для стабилизации схемы параллельно этому резистору ставится конденсатор достаточно большой емкости. В статье рассматривается расчет конденсатора для получения наибольшей полосы пропускания с сохранением устойчивости схемы.
Основные расчетные соотношения
На рисунке 1 показана полная схема ТИОУ, используемого для усиления тока фотодиода VD. В большинстве случаев для смещения Vсмещ используется шина питания +V.
Рис. 1.
Рис. 2. Эквивалентная схема фотодиода. C J — емкость обедненной области диода; I PH — ток диода
Эта схема удобна для нахождения передаточной характеристики ТИОУ. Примем, что усилитель идеален, поэтому на инвертирующем входе виртуальный ноль. Емкости С СМ и С J не влияют на передаточную функцию, поэтому мы их не учитываем. Таким образом, выражение для передаточной характеристики имеет следующий вид:
(1)
(2)
Таким образом, появляется полюс на частоте fp = 1/2pR F C F , который стабилизирует схему (этот эффект будет рассмотрен позже). Для нахождения коэффициента передачи ОС обозначим: С IN = C J + C CM . Таким образом получаем простую дифференцирующую схему с заземленной входной емкостью С IN . Коэффициент передачи сигнала ОС характеризует величину напряжения, которое передается с выхода ОУ на вход.
После некоторых упрощений получаем окончательное выражение для коэффициента обратной связи F:
(3)
Таким образом, коэффициент F для ТИОУ выражается так же, как и для дифференцирующей цепочки. Разница заключается только в добавлении емкости C IN , которая представляет собой сумму емкости фотодиода и входной емкости усилителя. Заметим, что для низких частот F = 1. Коэффициент усиления с ОУ обратной связью ОУ равен 1/F. Для устойчивости в схему добавляют стабилизирующий конденсатор C F . Однако включение дополнительной емкости уменьшает полосу пропускания, поэтому следует искать компромисс.
На рисунке 3 показаны частотные зависимости коэффициента усиления А без обратной связи и коэффициента усиления 1/F с ОС при оптимальном значении C F .
Рис. 3.
Полюс 1/F находится на графике А, другими словами, значение C F оптимально при A = 1/F или А F = 1. В отсутствие C F 1/F = 0, что вызывает сдвиг фаз почти на 180° в точке пересечения графиков А и 1/F.Появление полюса на частоте fp обеспечивает компенсацию с опережением или запаздыванием, при этом фазовый сдвиг в точке пересечения составляет 135°, таким образом, запас по фазе составит 45°. При недостаточной компенсации усилителя точка пересечения будет лежать выше второго полюса ТИОУ.
Из выражения для F найдем значение полюса 1/F:
Частота, до которой 1/F = 0, выражается следующим образом:
(5)
При частоте fz наклон графика 1/F меняется с 0 дБ на +20 дБ. Для стабильности работы усилителя наклон снова должен стать равным нулю. Это достигается как раз на втором полюсе, обусловленным конденсатором C F .
На рисунке 3 пунктиром изображен случай перекомпенсации, когда величина C F слишком большая. В этом случае полюс сдвигается на более низкую частоту. Более того, влияние слагаемого С IN в знаменателе выражения (5) уменьшается, поэтому частота fz также уменьшается. Перекомпенсацию следует применять тогда, когда усилитель недостаточно компенсирован и точка пересечения графиков А и 1/F находится рядом со вторым полюсом характеристики А.
Коэффициент усиления без ОС находится из простого соотношения:
, (6)
где f GBW — частота единичного усиления.
Учитывая, что A F = 1, опуская промежуточные преобразования и упрощая полученные выражения, в конечном итоге получаем выражение:
(7)
Это уравнение довольно сложно решить относительно C F . Для большинства случаев справедливо допущение C IN ; CF. Принимая его, получаем окончательное выражение для C F:
(8)
Это формула для нахождения оптимальной величины емкости C F . Если C F требуется слишком большая и вызывает звон в схеме, то следует использовать перекомпенсацию. Однако перекомпенсация уменьшит полосу пропускания ТИОУ
Практический пример
Рассмотрим схему (см. рис. 4) на операционном усилителе LMV793 фирмы National Semiconductor.
Рис. 4.
Это средний по быстродействию усилитель с недостаточной компенсацией, полосой пропускания 88 МГц и входной емкостью 15 пФ. В качестве датчика выбран фотодиод PIN-HR040 фирмы OSI Optoelectronics с полосой пропускания 300 МГц, чтобы он не ограничивал полосу пропускания усилителя. Емкость фотодиода 7 пФ. В качестве источника света используются лазерные диоды с короткими фронтами и срезами (5 нс). Сопротивление в цепи обратной связи R F = 100 кОм для получения большого коэффициент усиления.
Развязывающие конденсаторы источников питания не показаны, однако следует учитывать, что на каждой шине питания установлен танталовый конденсатор емкостью 6,8 мкФ для фильтрации низких частот и керамический конденсатор емкостью 0,1 мкФ для фильтрации высоких частот. Керамический конденсатор следует размещать как можно ближе к выводам питания операционного усилителя.
Емкость фотодиода C J = 7 пФ, входная емкость усилителя С CM = 15 пФ, значит, суммарная входная емкость составляет С IN 22 пФ. Используя выражение (8), получаем С F = 0,53 пФ. Это очень маленькое значение. В схему включен конденсатор с номинальной емкостью 0,5 пФ, однако его измеренное значение оказалось 0,64 пФ, таким образом, ТИОУ немного перекомпенсирован. Полосу пропускания можно найти исходя из постоянной времени R F C F или по временам фронта. В первом случае получаем 2,5 МГц, а во втором 3,2 МГц. Наличие выброса говорит о том, что запаса по фазе 45° не хватает. Выходная реакция усилителя показана на рисунке 5а и 5б.
Рис. 5. Выходной сигнал ТИОУ при R F = 100 кОм
Теперь рассмотрим ТИОУ с маленьким коэффициентом усиления. Для этого в схему на рисунке 4 включим R F = 10 кОм, при этом коэффициент усиления уменьшится в 10 раз, а полоса пропускания расширится. Однако излучение светодиода теперь должен быть в десять раз ярче для получения того же уровня выходного сигнала. Расчетное значение стабилизирующей емкости C F = 1,7 пФ, а номинальная емкость конденсатора в схеме равна 1,8 пФ. При данных параметрах полюс располагается на частоте 8,8 МГц, а коэффициент усиления с ОС 1/F = 10, это минимально допустимый коэффициент усиления для стабильной работы LMV793.
Таким образом, все условия стабильности работы двухполюсной схемы выполнены, однако при испытаниях в лаборатории выявляется довольно сильный звон схемы. Это могло быть вызвано наличием дополнительных полюсов и нулей, близко расположенных ко второму полюсу. Потребовалась перекомпенсация схемы. Примем C F = 2,7 пФ. На рисунке 6 показана выходная реакция ТИОУ при R F = 10 кОм C F = 2,7 пФ. Времена фронта и среза для данной схемы равны приблизительно 33 нс, отсюда полоса пропускания составляет 10,6 МГц. Полюс располагается на частоте 5,9 МГц. Выходной сигнал ТИОУ для этого случая показан на рисунке 6.
Рис. 6. Выходной сигнал ТИОУ при R F = 10 кОм
Заключение
Устойчивость ТИОУ рассчитывается так же, как и для дифференциального усилителя. Единственная разница между ними заключается в использовании фотодиода в качестве источника входного тока. Фотодиод не влияет на расчет стабильности, его емкость учитывается во входной емкости усилителя.
В лаборатории были протестированы две схемы с разными коэффициентами усиления. Результаты экспериментов сходятся с теоретическими. Выражение (8) для С F применимо для всех видов дифференциальных усилителей, более того, несмотря на различие передаточных характеристик ТИОУ и дифференциального усилителя, выражения для коэффициента передачи сигнала ОС в расчете стабильности обоих усилителей совпадают.
Получение технической информации, заказ образцов, поставка —
e-mail:
LPC3200 — новое семейство 32-разрядных микроконтроллеров
NXP Semiconductors объявила о расширении линейки своей продукции на базе архитектур ARM7TM и ARM9TM, представив семейство микроконтроллеров LPC3200. Микроконтроллеры NXP семейства LPC3200 построены на основе популярного процессора ARM926EJTM и предназначены для использования в бытовых, промышленных, медицинских и автомобильных устройствах. В семейство LPC3200 входят LPC3220, LPC3230, LPC3240 и LPC3250.
Семейство разработано по 90-нм производственному процессу на основе высокопроизводительного ядра ARM926EJ, содержит векторный блок вычислений с плавающей запятой (Vector Floating Point, VFP), контроллер ЖК-монитора, Ethernet MAC, On-The-Go USB, эффективную матрицу шины и поддерживает широкий диапазон стандартных периферийных устройств.
Микроконтроллеры семейства LPC3000 разработаны для обеспечения гибкости в применениях, требующих быстрой и одновременной передачи данных и сочетают в себе высокую производительность, низкое энергопотребление и поддержку большого количества периферийных устройств. В этих устройствах реализованы интерфейсы I 2 C, I 2 S, SPI, SSP, UART, USB, OTG, SD, PWM, A/D для сенсорных экранов, имеется адаптер 10/100 Ethernet MAC и 24-разрядный контроллер ЖК-монитора с поддержкой панелей STN и TFT. Семейство поддерживает модули памяти DDR, SDR, SRAM, а также флэш-память. Возможна загрузка с устройств флэш-памяти NAND, памяти SPI, UART или SRAM.
Поставка опытных образцов микроконтроллеров NXP семейства LPC3200 начнется в апреле 2008 года, начало массовых поставок планируется на третий квартал 2008 года.
Можно воспользоваться высокоточными тонкопленочными резисторами - одиночными, или собранными в согласованные матрицы. В обоих случаях типичный допуск сопротивлений имеющихся в продаже прецизионных резисторов составляет ±0.1%, а разброс их отношений лежит в диапазоне 0.02% … 0.05%. Однако легко может оказаться, что цена таких компонентов будет доминировать в расходах на схему и окажется выше, чем у малошумящих прецизионных операционных усилителей (ОУ) с малым напряжением смещения. В этой статье представлен альтернативный подход.
В монолитные инструментальные усилители (ИУ) на трех ОУ обычно интегрированы прецизионные резисторы с лазерной подгонкой, имеющие высокую точность абсолютных и относительных значений сопротивлений элементов обратной связи первого каскада и резисторов, окружающих выходной дифференциальный усилитель. (Для примера, посмотрите характеристики или ). Полные ошибки величины и нелинейности коэффициента усиления могут составлять всего ±0.01% и ±0.001%, соответственно. Температурный коэффициент также очень мал и имеет порядок десятков ppm/K.
Обычно схема интегрального ИУ выглядит так, как изображено на Рисунке 2. Показанная конфигурация связей позволяет реализовать высокоточный преобразователь ток-напряжение с передаточным сопротивлением, зависящим лишь от сопротивлений резисторов R F входных каскадов инструментального усилителя. Действительно, видно, что если не учитывать пренебрежимо малые токи смещения инвертирующих входов усилителей OA1 и OA2, один и тот же ток фотодиода I PH течет только через два резистора обратной связи R F . Поскольку выводы IN+ и IN- подключены к земле, напряжения на входах дифференциального усилителя OA3 будут равны R F × I PH и -R F × I PH . Выходное напряжение V O инструментального усилителя равно:
V O = 2 × R F × I PH (1)
где I PH - фототок фотодиода.
Когда ток I PH течет в направлении, указанном стрелкой на Рисунке 2, выходное напряжение V O будет положительным.
Если для работы фотодиода требуется напряжение смещения, компонент может быть подключен между выводами G1 и G2 с полярностью, противоположной по отношению к показанной на Рисунке 2. При этом напряжение смещения V BIAS может быть приложено к входу IN- усилителя OA1, находящемуся практически под тем же потенциалом, который поддерживается усилителем OA1 на катоде детектора. Если это же напряжение приложено к входу REF инструментального усилителя, Уравнение (1) все равно остается справедливым, хотя при этом необходимо учитывать допустимую амплитуду синфазного напряжения на входах инструментального усилителя.
В типичном случае выходное напряжение V O схемы изменяется в диапазоне от нескольких милливольт до нескольких вольт. Коэффициент усиления схемы фиксирован, но для многих приложений это не имеет значения. Если же потребуется обойти это ограничение, после схемы на Рисунке 2 можно дополнительно включить прецизионный усилитель с программируемым усилением, например, .
